輸出電容值

一般假設充電器輸出電容的大小只受紋波電流和紋波電壓技術要求的限制。但是如果使用第二級濾波器L和C2，那么在C1兩端就允許存在一個很大的紋波電壓，而不用折中考慮輸出紋波的技術要求。如果只對紋波電壓有要求，只需采用一個更小的電容。

例如，假設在C兩端的紋波電壓允許達到500mV。導通期間L上的電流變化主要流入到C1，容許500mV電壓變化所需要的電容值的計算如下式，下面的等式假設使用的是等效串聯電阻為零的理想電容。

式中，C=輸出電容值，單位為μF；

△I=導通期間電流的變化，單位為A；

ton=導通時間，單位為μs；

△Vo=紋波電壓，Vp-p（峰-峰值）。

因此：

因此，如果只需滿足紋波電壓的要求，用一個很小的120F電容便可以解決問題。但是，在負載電流能在一個大范圍內快速變化的應用場合（瞬變負載變化）中，根據副邊瞬變負載變化準則可以確定較小輸出電容的大小。

現在討論在負載達到較大一段時間后突然降到零的情況。這時即使控制電路能夠快速反應，存儲在串聯電感中的能量（1／2）L2必須傳送到輸出電容，這增加了它的端電壓。在上面的例子中，對于一個其輸出電容只有120F、串聯電感為19。4H和滿載電流為20A的變換器，移去其負載時的電壓過沖幾乎為100%，這是不允許出現的。因此，負載移去時較大允許的電壓過沖也就變成了一個控制因素。

較小輸出電容值應該滿足電壓過沖的要求，利用能量轉換準則可如下式計算。

滿負載突然撤掉時存儲在輸出電感中的能量為：

在發生這種事件后，存儲在輸出電容中的能量變化將是：

式中，Vp=較大輸出電壓=6V；

Vo=正常輸出電壓=5V

因此，

重新整理可求得C是：

如果該例中的較大輸出電壓不超過6V，那么輸出電容的較小值將是:

再者，為了滿足紋波電流技術指標需要使用一個大電容。實際取電容值時要考慮增大約20%的典型值，這主要考慮到電容的等效串聯電阻的影響，通常它將使紋波電壓增加，這取決于電容的等效串聯電阻和等效串聯電感、電容的大小、形狀、紋波電流的頻率。

總的來說，通過附加一些相對較小的輔加LC輸出濾波網絡便可以得到一個非常有效的對差模和共模紋波傳導的抑制。在電路設計中做出這些簡單改變，使用低成本中等電解電容和傳統的電感設計，就可以得到好的紋波和噪聲抑制效果。

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