電源適配器電流模式控制

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電源適配器電流模式控制

24W電源適配器電流模式控制電路有兩個反饋環，如圖所示：一個響應速度慢的外環通過R1、B2和誤差放大器EA檢測直流輸出電壓，從而產生控制電壓V；另外一個是由R1，V和脈沖寬度調節器PWM構成的快速響應的電流內環，通過R1檢測開關管的峰值電流（即峰值電感電流）并逐周期限流以保持此峰值電流恒定。這種方式可以解決推挽電路的偏磁問題，在解決偏磁問題的其他方法。不是那么可靠的情況下，電流模式控制使得推挽電路變得更加實用。此外，由于開關管的電流波形峰值恒定，也簡化了反饋環路的設計。

補充：本例中所用變換器為正激型拓撲，副邊電流折射到原邊，通過檢測流過Q1和Q2的公共電流，電流內環有效控制輸出電感L的電流。電流內環通過逐周期調節保持L的峰值電流恒定，僅在緩慢地響應輸出電壓調整時調節電流。因此，將L、的峰值電流作為控制參數，這就將L排除在電壓外環的小信號傳遞函數之外，使得閉環響應速度更快。同時，由于電流為控制參數，使得限流和短路保護成為電流模式控制的固有特性。又由于電流被逐周期控制，因此可以有效控制Q1和Q2電流不平衡，變壓器T不存在飽和問題。并且，輸入電壓的任何變化都被L上的峰值輸出電流（變化）抵消，因此變換器具有優良的網壓調節性能。

電源適配器電流饋電拓撲
如圖所示，電流饋電拓撲經過一個輸入電感（扼流圈）來從輸入端獲取能量。圖中推挽正激變換器的變壓器頂端從輸入電感L獲得能量。電路的輸入是一個高內阻的電流源（輸入電感L1），而不是低內阻的整流濾波電容或電池。較高的源阻抗可有效地解決變壓器T1的偏磁問題，并且具有其他一些優點。

電源適配器電流模式控制
在以前討論的所有電壓型拓撲中，輸出電壓都是的控制參數。在這些電路中，對負載電流變化的調整過程是：電流變化引起輸出電壓的微小變化，而誤差放大器會檢測到這個變化并且調節開關管的導通時間以保持輸出電壓恒定，但電壓型拓撲并不直接檢測輸出電流。
在19世紀80年代，一種電壓和電流同時被檢測的新拓撲—電流模式拓撲出現了。雖然這種拓撲在此以前也為人所知，但由于需要分立元件實現控制，所以應用并不廣泛。當Uni-trode推出一款能實現電流模式控制所有功能的新型PwM芯片一UC1846時，電流控制技術的優勢很快被大家認同并得到了廣泛應用。
補充：如今，市場上已經出現了許多功能類似的電流模式控制芯片。 Unitrode成為了T公司的一部分。
UC1846采用電流模式控制，輸出兩路相位差為180°的PwM脈沖信號，可應用于推挽、半橋、全橋、交錯正激或者反激變換器。現在也有較廉價的單端PwM控制器—UC1842，可應用于電流模式的單端變換器，如正激、反激和Buck調整器。

電源適配器電流模式控制的優點
防止推挽變換器的偏磁問題

當推挽變換器的變壓器磁心工作點偏離磁滯回線原點，就會出現這種現象。其后果是磁心飽和，使一只晶體管承受的電流遠大于另外一只，如圖所示。

如果磁心工作點遠遠偏離磁滯回線原點，變壓器就可能進入深度飽和而損壞晶體管。在228節中討論了一些防止偏磁的方法。但是這些方法在一些異常的網壓輸入或負載變條件下，特別是大功率輸出時，仍不能完全保免偏磁。

電流模式檢測每個周期的電流脈沖，并且通過調整晶體管導通時間使交替電流脈沖峰值相等。這一特點使推挽電路可應用于各種新設計，并且對其他拓撲也非常有價值。例如，電流模式出現之前，為可靠防止偏磁，往往選擇沒有偏磁現象的正激變換器，而這提高了設計成本。
從式可知，正激變換器的初級電流峰值為3.13（P／V）。而由式可知，推挽電路的電流峰值只有它的一半，即1.56（P/V）。在小功率場合，盡管在同等輸出功率條件下，正激變換器峰值電流是推挽電路的兩倍，但由于只用一個晶體管，其應用還是比較廣泛的。但在大功率場合，正激變換器峰值電流是推挽電路的兩倍的問題就顯得非常突出了。推挽拓撲非常適用于通信電源適配器的場合，其輸入電壓范圍為38~60V，而可保證沒有偏磁問題的電流模式推挽電路正適用于這種電源適配器。

對輸入網壓變化無誤差放大器延時的快速響應（電壓前饋特性）
輸入網壓變化會立即引起晶體管導通時間調整是電流模式本身固有的特性。與傳統的電壓模式不同，這種響應無需等到輸出變化反饋到誤差放大器時才發生，因此沒有延遲。具體情況將在后面詳細討論。

反饋環路設計的簡化
前面討論的所有拓撲（反激變換器除外）都有一個LC輸出濾波器。在略大于諧振頻率

時，LC濾波器可造成較大180°的相移，且隨頻率的提高，輸出輸入的電壓增益會快速下降。隨著頻率的上升，串聯L支路阻抗會上升，而并聯支路阻抗會下降。

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| 發布時間：2019.03.23 來源：電源適配器廠家

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